Meine ursprüngliche Absicht war es einen geschalteten Verstärker zu bauen, der hinsichtlich Ruhestrom und Wirkungsgrad optimiert und geeignet für Batterie-Betrieb ist. Mein Ziel war es einen maximalen Ruhestrom von 2mA bei 9,35Volt (Leerlaufspannung einer 9Volt Block-Batterie) und einen minimalen Wirkungsgrad von 80% bei Vollaussteuerung zu erreichen. Außerdem sollte der Verstärker über einen weiten Versorgungsspannungsbereich funktionieren und möglichst einfach und nachbausicher aufgebaut sein.

Um es gleich vorwegzusagen: Was den Ruhestrom angeht, so habe ich leider mein Ziel nicht erreicht, aber bei dem Wirkungsgrad habe ich sogar bei beiden Prototypen durchaus akzeptable Ergebnisse erzielt.

Ich baute also zuerst eine bipolare Version mit komplementärer Darlington-Endstufe auf. Nachdem ich den bipolaren Prototyp fertig aufgebaut hatte und einen maximalen Wirkungsgrad von ca. 82% bei 9,35Volt mit 4,03Ohm Last gemessen hatte konnte ich leider nur einigermaßen zufrieden sein, da der Ruhestrom nach Abgleich der Schaltung bei 9,35Volt immer noch ca. 11,1mA betrug. Mir fiel auf, das der Ruhestrom auf akzeptablere ca. 6mA nach Abkopplung des Ausgangsfilters zurückging. Ich bin mir zwar nicht ganz sicher, würde aber diese Differenz Wirkverlusten bei der Induktion zusammen mit der Schalthysterese in den Ausgangstransistoren und Dioden zuschreiben.

Ich beschloss daher, noch einen weiteren Prototyp diesmal mit MosFet-Endstufe zu bauen. Es wäre ja vielleicht auch ganz interessant mal die Leistungsdaten und Funktions-Werte beider Typen miteinander zu vergleichen...

Der MosFet-Prototyp fiel etwas komplizierter und nicht ganz so nachbausicher aus, da aus V+ und V- zwei verschiedene Steuerspannungen zur Ansteuerung der Gates zusätzlich erzeugt werden mussten und passende MosFets nur als SMD-Typen erhältlich waren. Ich habe die MosFets auf zwei Hilfsplatinen mit 2,51mm Rasterausgangsmaß gelötet. Diese Platinen habe ich mir der Firma Beta LAYOUT GmbH extra anfertigen lassen und verfüge noch über 63 Exemplare die ich gegen einen adressierten und frankierten Rückumschlag bis zu 4Stück/Person an Interessierte abgeben würde! Die Ansicht des Aufbaus der SMD-MosFets auf der Hilfs-Platine ist im Anhang in der Datei `MosFet-Hilfsplatine.pdf´ dargestellt.

Meine Kontaktdaten sind:

Paul-Christian Wernicke

Darmstädter Straße 12

64846 Groß-Zimmern

Tel: (06071) 72899

e-mail: paul.wernicke@freenet.de

Diese Version hatte günstigere Leistungsdaten, nämlich ca. 96,5% maximaler Wirkungsgrad und ca. 8,6mA Ruhestromaufnahme bei 9,35Volt nach Abgleich.

Besonderheiten in den Schaltplänen(*):

Das Ausgangsfilter bestehend aus Lo* und Co1* bis Co6* hat mit den angegebenen Werten eine Grenzfrequenz von ziemlich genau 25khz und ist bei ZL=4,44Ohm angepasst für Butterworth-Verhalten. Lastimpedanzen unter diesem Wert erzeugen kritische Dämpfung und damit Bessel-Verhalten – Lastimpedanzen über diesem Wert entdämpfen das Filter und erzeugen somit Tschebyscheff-Verhalten. In beiden Fällen wird der möglichst über die gesamte nutzbare Bandbreite lineare Frequenzgang mehr oder weniger stark beeinflusst. Da die hier für Lo* (von mir) verwendete Schaltinduktivität DS1-20-0003 von Schurter zwar als Nennwert 40µH(3,15A) aufweist, aber Fertigungstoleranzen von ±15% hat und somit Werte im Bereich von 34...46µH annehmen kann muss man sich dann bei der Anpassung von Co1* bis Co6* überlegen ob man sich für einen möglichst klang-neutralen Frequenzgang (Charakteristik) oder für eine möglichst genaue Grenzfrequenz von 20...25kHz entscheiden will. Um Beides optimal anzupassen müsste man sich notfalls die Ausgangs-Induktivität Lo* mit dem optimalem Wert von 54µH(minimal 2,5A) für ZL=6Ohm bei fg=25kHz selbst herstellen(wickeln), was viel Feinarbeit bedeutet und eine gewisse HF-Erfahrung voraussetzt.

Weiterhin möchte ich darauf hinweisen, dass die Transistor-Einheiten T3-T4* und T6-T10* aus jeweils 2 parallel geschalteten J112 bzw. 5 parallel geschalteten J175 Sperrschicht-Feldeffekt Transistoren bestehen um in beiden Fällen einen maximalen RDSon von 25Ohm zu garantieren und darum in den Schaltplänen fett gezeichnet sind.

Beschreibung:

Das Grundfunktion beider Prototypen beruht auf dem Prinzip eines selbst schwingenden Funktionsgenerators – Grundfrequenz 250kHz – mit modulierbarem Tastverhältnis und Rechteck-Schaltverstärker bzw. Leistungsendstufe.

Die beiden Operationsverstärker IC1 und IC2 der Schaltung benötigen gewisse Hilfs-Überspannungen um den gesamten Bereich der Ausgangs-Schaltspannung sicher verarbeiten zu können. Diese Aufgabe übernehmen zwei Greinacher-Schaltungen an den Endstufen, die anschließend auf maximal +-7,5Volt gegenüber V+ bzw. V- begrenzt werden um maximal 35Volt Betriebsspannung nicht zu überschreiten (maximale Spannung der Tantal-Blockkondensatoren!).

Der Operationsverstärker IC1 arbeitet als invertierende Pegelanpassung mit einer einstellbaren Verstärkung von -9,8dB bis +31,4dB. C1 und C8 könnten im Prinzip entfallen, aber sie dienen jedoch dazu, hochfrequente Störspitzen am Ausgang des OPV's und damit auch am Modulationseingang des Integrators IC2 zu unterdrücken. Der Eingangswiderstand am Signaleingang des Verstärkers beträgt ca. 6,8kOhm//220pF(C1).

Der maximale Ausgangs-Widerstand der Signal-Quelle sollte deshalb 2,9kOhm nicht überschreiten um die volle Signal-Bandbreite nutzen zu können.

Der Verstärker ist jedoch im Prinzip dafür ausgelegt, mit einer möglichst niedrigen Signal-Impedanz zu arbeiten, im Idealfall ≤ 50Ohm, zum Beispiel am (Kopfhörer-) Ausgang eines MP3-Players, da die Signal-Impedanz in die Pegelanpassung der Eingangsstufe mit eingeht.

Als Präzisions-Schmitt-Trigger IC3 kommt natürlich auch hier der gute alte CMOS-Timer ICM7555 als Philips-Typ zum Einsatz. Bei Messungen an diesem Typ fiel mir auf das dieser an seinen Eingängen zwar gegen negatives Latch-Up mit einer internen Diode geschützt ist, aber nicht gegen positives Latch-Up.

Es musste also mindestens eine externe Schutzdiode in die positive Richtung vorgesehen werden. Dies brachte mich auf eine Idee!

Man könnte doch den Eingang auch mit einem PNP-Transistor(T12) in Basisschaltung und einer Schottky-Basis-Diode(D15) gegen die negative Basis-Verpolung beschalten und somit einen positiven Stromimpuls über einen vorgeschalteten Kondensator(C16) in diesem Transistor induzieren, der sich zur Clipping-Auswertung mit einem nachgeschalteten retriggerbaren Monoflop(IC5 und Peripherie) eignen würde.

Somit entstand eine Echtzeit-Clipping-Anzeige mit einer blauen LED(LED1) die schon bei etwa 102% Aussteuerung für ca.0,15-0,2 Sekunden aktiv wird. Die Funktion dieser Schaltung demonstriert das Video `Betrieb mit Clipping.zip´ im Anhang und die Schaltschwelle ist als Oszilloskop-Bild `Schwellenspannungen für Clipping-Indikator.pdf ebenfalls im Anhang dokumentiert.

Zum Schutz gegen Kurzschluss und Überlastung am Ausgang kommt nur eine flinke 630mA-Schmelzsicherung in der negativen Spannungsversorgung zum Einsatz – da eine elektronische Sicherung den Rahmen einer 19-Zoll Platine gesprengt hätte – die aber elektronisch über zwei Transistoren(T18 und T19) und eine rote Blink-LED überwacht wird! Die Schaltung von T16, T17, D18 und Peripherie begrenzt die Spannung an LED2 auf ca. 12,6Volt, da die Blink-LED nur für maximal 16V spezifiziert ist. Die Funktion dieser Schaltung dokumentiert das Video `Sicherung entfernt!.zip´ im Anhang.

Fazit:

Die bipolare Version schaltet zwar sogar schneller als die Mosfet-Version, ist dieser aber sonst in allen anderen Leistungs- und Betriebsdaten unterlegen(siehe Anhang)!

Dafür ist der Aufbau und Abgleich der bipolaren Version aber deutlich einfacher.

Ich habe zwar die Wirkungsgrad-Diagramme und Oszilloskop-Bilder im Anhang dokumentiert, konnte aber den Klirrfaktor nicht messen und vergleichen, da ich leider keinen Zugang zu einem entsprechenden Equipment erhalten konnte.